增强的UF-OFDM

用于长延迟多径衰落环境

Hiroto Kuriki，Keiichi Mizutani，Takeshi Matsumura和Hiroshi Harada

京都大学信息学研究科，日本京都市左京区吉田本町，606-8501

电子邮件：[email protected]

{mizutani，takeshi.matsumura，hiroshi.harada}@i.kyoto-u.ac.jp

 

摘 要：在本文中，我们提出了一种增强型通用滤波正交频分复用（eUF-OFDM）以实现低带外发射（OOBE），同时在长时延多径衰落环境下通过结合使用循环前缀（CP）和具有短转换时间的滤波器实现高质量通信。与传统OFDM相比，所提出的eUF-OFDM可以将信道边缘处的OOBE抑制25dB。 此外，所提出的eUF-OFDM改善了要实现的信噪比（SNR），与在长时延多径衰落移动环境下的常规UF-OFDM相比，块误码率（BLER）= 10 ^-3时SNR减少了1.3dB。

 

I. 介绍

第五代移动通信（5G）系统的研究和开发已经在全球范围内进行[1] - [4]。5G系统不仅发展为第四代通信（4G）蜂窝网络的演进系统，而且还发展成为各种应用的基础系统，例如物联网（IoT）和触觉互联网。在5G系统中，与4G系统相比，需要更有效地使用有限的频率资源以实现频谱效率的显著提高。正交频分复用（OFDM）被应用为波形，在包括高级长期演进（LTE）[5]和全球微波接入互操作性（WiMAX）[6]的4G系统中以及无线局域网络（WLAN）系统[7]。OFDM是一种多载波传输方案，可提高上一代通信系统的数据速率。然而，OFDM的带外发射（OOBE）不足以低到满足5G系统对频谱效率的要求[8]。因此，针对5G系统的一些新的波形，例如通用滤波OFDM（UF-OFDM）[9]，滤波OFDM（f-OFDM）[10]，滤波器组多载波（FBMC）[11]和通用时域加窗OFDM（UTW-OFDM）[12]被提出来。

预期UF-OFDM通过将所有子载波划分为若干个子带并单独滤波每个子带来有效地抑制OOBE。结果，UF-OFDM可以实现5G系统所需的高频谱效率。通过用滤波器转换代替循环前缀（CP），UF-OFDM也可以提高抗时频不对齐的鲁棒性。同时，在5G系统中，6 GHz以上的更高频带，例如毫米波（毫米波）频带，为超高数据速率通信开辟了机会; 然而，由于较高的路径损耗，它们的覆盖范围限于特定的小尺寸小区（例如，毫微微小区和微微小区）。因此，6GHz以下的传统频带仍然被组合用于相对较低的数据速率通信，例如控制信息传输，以允许在大范围小区中稳定运行。通常，大范围小区系统存在由长时延多径衰落引起的问题。因此，UF-OFDM应该具有对大范围小区中的长延迟多径衰落的部署。

克服长时延多径衰落的最一般方式是保护间隔（GI）的扩展。在UF-OFDM中，通过使用具有长转换时间的滤波器可以容易地扩展GI的有效长度，但是简单地扩展滤波器时间响应会引起RF性能的一些主要问题。首先，由于滤波器响应在频域中的主瓣变窄，所以滤波器时间响应的扩展导致每个子带中的子载波之间的频率响应不平衡。这导致接收机中每个子带中的子载波之间的信噪比（SNR）不平衡，并且块误码率（BLER）特性恶化。其次，这种不平衡可以通过在发射机处应用频域中的滤波器脉冲响应的预失真（PD）来补偿，而此过程恶化峰均功率比（PAPR）特性和OOBE降低性能。

在本文中，我们提出了一种增强的UF-OFDM（eUF-OFDM）[13]来减轻长时延多径衰落的影响，而不会由于长过渡时间的滤波器而导致通信质量下降。所提出的eUF-OFDM可以在保证长时延多径衰落下的通信质量的同时，通过结合使用CP和短时过渡时间滤波器，实现低OOBE。

第二节说明了常规UF-OFDM的发射机和接收机结构以及在长时延多径衰落下的通信质量恶化机制。在第三节中，提出了eUF-OFDM以减轻长时延多径衰落的影响，并通过计算机仿真评估了OOBE降低性能，PAPR特性和BLER特性。最后，本文在第四节中得出结论。

 

II. 传统的UF-OFDM系统

A. UF - OFDM 的发射机和接收机体系结构

UF-OFDM是使用副载波之间的正交性的多载波通信技术之一。与OFDM相比，UF-OFDM可以通过对每个子带应用滤波操作来减少OOBE，例如一组连续的子载波。因此，UF-OFDM可显著提高频谱效率，并被提出为5G系统的新波形之一。

图1显示了UF-OFDM发射机架构。通过假设K个子载波被划分为B个子带，即每个子带具有K₀ = K/B个子载波，UF-OFDM第m个传输信号S_m∈C^{（N + L}_F ^{- 1）× 1}，可以用以下公式来表示；

 

其中0 ≤ p ＜ N，0 ≤ q ＜ K₀ 。另外，N（≥ K）表示离散傅里叶逆变换（IDFT）的输出长度，L_F表示滤波器时间响应长度。X_m，k表示第m个信号的第k个子载波的复数信号，V_i^-1∈C^{N × K0} 是第i个子带的IDFT矩阵。F_i∈C^{（N + L}_F ^{- 1）× N}表示一个托普利茨矩阵，它是第i个子带的线性卷积滤波器。

图2显示出了单位符号中的UF-OFDM传输信号的实部波形和滤波器转换时间。在UF-OFDM中，滤波器转换时间被用作GI而不是OFDM的CP。因此，为了使UF-OFDM和OFDM实现相同的传输速率，必须将滤波器时间响应长度L_F设置为L_GI+1，其中L_GI是OFDM的CP长度。然而L’_GI = （L_F -1）/ 2表示的UF-OFDM的有效GI长度只是滤波器转换时间的一半，即OFDM的CP长度的一半。

UF-OFDM可以采用基于快速傅里叶变换（FFT）的接收机。在接收器处，对接收到的零填充之后的时域信号执行 2N点FFT。然后，根据子载波映射从FFT输出中拾取K个映射的复数数据子载波。这些副载波（第m个信号的副载波表示为x_m∈C^{K × 1}）可以用信道冲激响应h_m∈C^{（N + L}_F ^{- 1）× 1}以及时域中的n_m∈C^{（N + L}_F ^{- 1）× 1}加性高斯白噪声来表示；

 

其中0 ≤ p ＜ 2N，0 ≤ q ＜ K。在这里a*b表示向量a，b的卷积。r_m∈C^{（N + L}_F ^{- 1）× 1}，r^ZP_m∈C^{2N × 1}，V∈C^{K × 2N}分别表示收到的时域信号向量，零填充后的接收信号矢量，2N点FFT矩阵(包括数据副载波的选择)。另外，0^{P × Q}是一个P × Q的零矩阵。最后，频域均衡（FDE）被执行到以及OFDM。而且，为了补偿由滤波操作引起的幅度和相位变化，FDE或滤波器脉冲响应的PD必须分别在接收机或发射机处的UF-OFDM中执行。这里，PD意味着将滤波器频率响应的倒数与发射机处进行IDFT之前的符号相乘。

 

B. UF-OFDM在长时延多径衰落环境下的通信质量恶化机理

在诸如超高频（UHF）频带的低频带中，无线电波的传播距离更长，并且与毫米波波段等高频带相比，无线电波容易反射和衍射。因此，长时延多径衰落恶化了低频带中的通信质量。UF-OFDM可以使用滤波器转换时间而不是CP来减少延迟波的影响。因此，为了克服长时延多径衰落，滤波器转换时间应该被设置为足够长的时间以消除多径的最大延迟。然而，随着时间响应变长，滤波器的主瓣在频域中变窄。当具有扩展转换时间的滤波器被应用于UF-OFDM时，子载波之间的功率不平衡在每个子带中产生并且被视为附加噪声，因此接收器处的信噪比（SNR）恶化。这种功率不平衡可以通过发射机频域中的滤波器脉冲响应的PD来补偿。但是，这个过程会降低PAPR和OOBE特性。此外，有效GI长度只是OFDM的CP长度的一半，因此，在长时延多径衰落环境中，UF-OFDM的通信质量下降。

 

III. 提出的增强型UF-OFDM系统

在本文中，我们提出使用CP和短转换滤波器组合的eUF-OFDM。提出的eUF-OFDM具有足够长的GI长度以克服长时延多径衰落，而不使用具有会导致在II-B部分中描述的问题的长过渡时间的滤波器。

A.发射机架构

图3显示了所提出的eUF-OFDM发射机的框图。图4显示了在所提出的eUF-OFDM系统中的每个子带的传输信号生成的概况。首先，在IDFT之后，将CP添加到每个子带的时域信号的开始部分。CP是原始时域信号的最后部分的复制，如图4（a）所示，并且L_CP的CP长度为L_GI -（L_F - 1）。其次，滤波器被卷积到子带信号，如图4（b）所示。这里，使用的滤波器转换时间L_F应设置为足够短的时间以防止功率不平衡。最后，所提出的eUF-OFDM的传输信号通过对所有传输信号求和而生成。因此，eUF-OFDM的GI的有效GI长度为L^’_GI = L_CP +（L_F - 1）/ 2 = L_GI - （L_F - 1）。

IDFT矩阵包括第i个CP插入的子带，V_i^’-1∈C^{（N + L}_CP^{）× K0}被定义为

 

其中0 ≤ p ＜ N，0 ≤ q ＜ K₀ 。eUF-OFDM的第m个符号的传输信号s_m^’∈C^{N + L}_GI可通过滤波卷积矩阵（F_i^’∈C^{（N + L}_GI^{）×（N + L}_CP^））生成；

 

 

B. 接收机架构

图5显示了所提出的eUF-OFDM接收机的框图。如图6所示，在所提出的eUF-OFDM接收机中，可以在时域处理之后再执行2-N点FFT。首先如图6（a）所示，接收时域信号的开始部分L_CP被去除以减小延迟波的影响。然而将CP相加到原始的UF-OFDM信号中时，由于滤波器的瞬态响应的渗透使得误码率特性恶化。之后，将剩余信号的前部减去信号波形最后长为L_F - 1部分的波形，如图6（b）所示。这些过程之后，时域中第m个符号r_m^TP∈C^{（N + L}_F^{-1）× 1}可以被表述为

 

其中I^P×Q是一个P×Q的单位矩阵。r_m^’∈C^{（N + L}_GI^{）× 1}，R∈C^{（N + L}_F^{-1）× （N + L}_GI^），S∈C^{（N + L}_F^{-1）× （N + L}_GI^）分别表示接收到的时域信号向量，CP去除矩阵以及滤波器瞬态去除矩阵。之后零填充和FFT被执行到相减信号r_m^TP和这些解调子载波，x^’_m∈C^{K × 1}可以被表示为，

 

r_m^’ZP∈C^{2N × 1}表示零填充之后的接收信号。

 

 

C. 带外减排性能

所提出的eUF-OFDM的OOBE性能通过使用LTE下行共享信道的带宽为5.0MHz的参数的计算机仿真来评估，如表1所示。在仿真中，扩展CP模式用于克服长时延多径衰落。因此，传统的UF-OFDM使用129个样点作为滤波器转换时间，使得传输速率等于扩展LTE的CP模式。相反，所提出的eUF-OFDM使用37个样点作为滤波器转换时间，92个样点用于CP。

图7显示出了OFDM，传统的UF-OFDM和提出的具有QPSK调制的eUF-OFDM的相对功率谱密度（RPSD）。分辨率带宽和过采样因子分别设置为100kHz和4。如图7（a）所示，如果没有PD，eUF-OFDM可以在2.5MHz偏移频率处（即信道边缘）将OFDM的RPSD降低25dB。

另一方面，由于滤波器在频域中具有窄主瓣，传统的UF-OFDM的RPSD相对于OFDM减少40dB，相对于eUF-OFDM减少15dB。图7（b）显示，提出的具有PD的eUF-OFDM与没有PD的eUF-OFDM的OOBE参数相同。具有PD的传统UF-OFDM的OOBE参数略高于没有PD的情况。

 

 

D. 峰均功率比特征

PAPR被定义为，

 

其中，x(n)是时域中的发射OFDM信号样本，E[·]表示期望值。其中PAPR特性通过互补累积分布函数（CCDF）来评估的。高于任意阈值PAPR₀的PAPR对应的CCDF可以被定义为，

 

其中Pr[·]表示概率。

图8显示了OFDM的PAPR的CCDF以及常规的UF-OFDM和提出的具有QPSK调制的eUF-OFDM传输信号。传输信号参数如表1所示，过采样因子设为4。由于具有长过渡时间的滤波器引起的平均信号功率的降低，没有PD的传统UF-OFDM的PAPR特性比OFDM差1.2dB。此外，PD导致PAPR特性衰减0.5dB。另一方面，所提出的eUF-OFDM可以相对于具有和不具有PD的常规UF-OFDM，将PAPR特性分别提高1.5dB和1.0dB。这个结果反映出使用具有短转换时间的滤波器的eUF-OFDM不会影响平均功率。

 

E. 块错误率特征

所提出的eUF-OFDM的BLER特性通过利用LTE下行链路参数的计算机仿真来评估，以检查长延迟多径衰落中的实用性。表1中所示的传输信号参数用于仿真。表II列出了其他BLER模拟参数。扩展典型城市（ETU）模型[14]被用作大尺寸小区（长达几公里）中的长时延多径衰落模型，最大多普勒频率在2.5GHz载波频率处被设置为70Hz，作为假定的速度为30.24公里/小时。ETU模型在某些极端城市，郊区和农村地区具有大幅延迟价差，适合在美国进行评估严重的多径衰落环境。ETU模型的最大延迟时间为5.0μs，优于LTE系统中正常CP模式的GI长度。因此，在ETU模型中需要使用扩展CP模式的性能评估。在扩展CP模式下，有效OFDM，传统UF-OFDM和提出的eUF-OFDM的GI长度分别为16.7，8.3和14.3μs。LTE的参考信号被用于接收器处的信道均衡。通过参考信号的估计信道之间的线性插值来执行资源要素(Resource  elements)的信道估计。

 

图9（a），（b）和（c）分别显示出了当调制方案被设置为QPSK，16QAM和64QAM时的BLER特性。针对常规UF-OFDM和所提议的eUF-OFDM，对具有和不具有PD的两种情况进行评估。在QPSK，16QAM和64QAM的情况下，没有PD的传统UF-OFDM增加SNR以实现BLER = 10^-3与OFDM相比横坐标分别增加5.5，7.8和6.1dB。另外，带有PD的传统的UF-OFDM增加SNR以实现(块误码率)BLER = 10 ^-3 与OFDM相比横坐标分别增加了1.3，1.7和2.3dB。在有和没有PD的情况下，BLER由于长时延多径衰落而恶化，因为传统UF-OFDM的有效GI长度仅为OFDM的CP长度的一半。另外，由于非平坦频率响应导致的每个子带中的功率不平衡导致在没有PD的情况下BLER的显着恶化。另一方面，由于所提出的eUF-OFDM具有足够长的GI长度以克服长时延多径衰落，而不使用具有长转换时间的滤波器导致功率失衡。这些结果表明，所提出的eUF-OFDM可以实现低OOBE，同时在长时延多径衰落环境下保持高通信质量。

 

 

 

 

 

IV. 结论

在本文中，我们提出了一种使用CP和短转换时间滤波器的eUF-OFDM，以缓解常规UF-OFDM在长延迟多径衰落环境下的通信质量恶化。所提出的eUF-OFDM通过使用LTE下行链路参数在具有长时延多径衰落的移动通信环境中通过计算机模拟进行评估。已证实，与OFDM相比，所提出的eUF-OFDM可以将信道边缘处的OOBE抑制25dB。此外，在有PD的情况下，所提出的eUF-OFDM可以改善使用具有长过渡时间的滤波器的传统UF-OFDM的PAPR特性，使其增加1.5dB。最后，证实了与在长延迟多径衰落环境中具有PD的传统UF-OFDM相比，所提出的eUF-OFDM使SNR增加了 1.3dB(在实现BLER = 10 ^-3的情况下)。这些结果表明与传统的UF-OFDM相比，所提出的eUF-OFDM允许在低传输OOBE的条件下，有更有效的频谱资源的使用和更稳定的通信以及足够的接收机灵敏度。